Hvordan man opnår både DC-præcision og bred båndbredde ved hjælp af Zero-Drift-forstærkere

Der er mange sensorsignaler i den virkelige verden, især dem, der er relateret til naturfænomener, som kun udviser meget langsomme og små ændringer over tid. Alligevel er det disse subtile ændringer, der er vigtige for at udvikle indsigt og forståelse af situationen. Blandt de mange eksempler er belastningsmålere, der overvåger broers eller strukturers bevægelser, undervandstransducere til overvågning af strømmen, temperaturrelaterede fænomener, accelerometre, der registrerer bevægelser i forbindelse med jordskælv og forskydninger i jordoverfladen, output fra forskellige optiske sensorer og næsten alle biopotentialsignaler.

Det har altid været en udfordring at optage signaler på meget lavt niveau effektivt og præcist. De er let forstyrrede af støj, så det er afgørende at forstærke dem for at opnå den nødvendige amplitude og bevare signal/støjforholdet (SNR). Den lave frekvens af disse signaler, der ofte er på et enkelt ciffer eller tiendedele af hertz (Hz) og i daglig tale og universelt omtales som "DC-signaler", øger udfordringen yderligere.

Enhver indledende DC-offset i forstærkerens parametre, f.eks. forspændingsstrøm eller spændingsoffset, og iboende 1/f-støj (lyserød støj) samt efterfølgende uundgåelige ydelsesforskydninger på grund af temperaturinduceret drift, strømskinnevariationer eller komponentældning vil forringe signalkædens ydeevne.

Traditionelt har det, der kaldes "zero-drift"-forstærkere, kun været muligt for applikationer med lavere båndbredde, da dynamiske fejlreduktionsteknikker producerer for store artefakter ved højere frekvenser. Det er imidlertid en meget begrænsende restriktion, da disse DC-lignende signaler kan have pludselige udbrud af vigtig aktivitet med højere frekvens og større båndbredde, f.eks. når en struktur pludselig knækker eller et jordskælv opstår.

Derfor er det meget ønskeligt med en front-end-forstærker, der har meget lav drift for jævnstrømslignende signaler og har en god ydeevne ved højere frekvenser. Heldigvis har forbedringer inden for topologi og design gjort det muligt at udvikle forstærker-IC'er med nul-drift til drift fra DC til højere frekvenser, som stort set eliminerer offset, parameterdrift og 1/f-støj.

I denne artikel vil der blive anvendt komponenter fra Analog Devices (ADI) til at illustrere de specifikke forhold omkring nul-drift-forstærkere, deres parametre og problemer. Derefter vil der blive set på, hvordan nul-drift-forstærkerfunktioner realiseres, samt teknikker til forbedring af forstærkerens og den tilhørende signalkædes ydeevne.

Håndtering af drift, der ikke er lig nul

Drift er et skift i baselinepræstationen og skyldes primært, men ikke udelukkende, forskellige termiske effekter i sensoren og det analoge front-end-kredsløb (AFE). Den traditionelle løsning til at opnå en drift tæt på nul er at anvende en chopper-stabiliseret forstærker, som modulerer det lavfrekvente signal (ofte kaldet et DC-signal) til en højere frekvens, som er lettere at styre og filtrere; efterfølgende demodulering i udgangsleddet af forstærkeren genopretter det oprindelige signal, men i forstærket form. Denne teknik fungerer og har været anvendt med succes i mange år.

Bemærk, at "jævnstrømssignal" er noget af en misvisende betegnelse, og at "nær jævnstrøm" ville være mere korrekt. Hvis signalet virkelig var jævnstrøm og dermed havde en konstant værdi, ville det ikke have nogen informationsbærende variationer - i stedet er det de langsomme variationer, der er af interesse. Den almindelige terminologi er dog at bruge udtrykket "DC-signal".

Et alternativ til chopper-baseret stabilisering er "auto-zeroing"-metoden. Denne teknik anvender dynamisk korrektion til at opnå lignende resultater, men med et noget anderledes sæt af kompromiser med hensyn til ydeevne. Nul-drift operationelle forstærkere kan bruge chopping, automatisk nulregulering eller en kombination af begge teknikker til at fjerne uønskede lavfrekvente fejlkilder. Igen er der et mindre terminologisk problem: udtrykket "nul-drift" er lidt misvisende: selv om disse forstærkere har ekstremt lav, meget tæt på nul-drift, er de ikke perfekte - selv om de er imponerende tæt på. Hver teknik har sine fordele og ulemper og anvendes i forskellige applikationer:

• Chopping anvender signalmodulation og -demodulation og har lavere basebåndsstøj, men producerer også støjartefakter ved choppingfrekvensen og dens harmoniske frekvenser.
• Alternativt bruger auto-zeroing et sample-and-hold-kredsløb og er velegnet til applikationer med bredere bånd, men har mere spændingsstøj inden for båndet på grund af støjens "foldback" til basebåndsdelen af spektret.
• Avancerede nuldriftsforstærker-IC'er kombinerer begge teknikker for at give det bedste af begge verdener. De styrer støjspektraltætheden (NSD) for at opnå lavere basebåndsstøj og samtidig minimere højfrekvensfejl som f.eks. ripple, glitches og intermodulationsforvrængning (IMD) (Figur 1).

Figur 1: Hver type analog forstærker har en unik typisk støjspektral tæthed (NSD); nul-drift-forstærkeren accepterer NSD-præstationen af den automatiske nul- og chopper-stabiliserede metode for at opnå et mere acceptabelt scenario. (Billedkilde: Analog Devices)

Begynd med at hakke

Den chopper-stabiliserede forstærker (også kaldet en chopperforstærker eller blot en "chopper") bruger et chopperkredsløb til at opdele (hakke) indgangssignalet, så det kan behandles som om det var et moduleret vekselstrømssignal. Derefter demodulerer den signalet tilbage til et DC-signal ved udgangen for at udtrække det oprindelige signal.

På denne måde kan ekstremt små DC-signaler forstærkes, mens virkningerne af uønskede afvigelser minimeres kraftigt til næsten nul. Den hakkende modulation adskiller offset og lavfrekvent støj fra signalindholdet ved at modulere fejlene til højere frekvenser, hvor de meget lettere kan minimeres eller fjernes via filtrering.

Det er let at forstå detaljerne i hakningsoperationen i tidsdomænet (figur 2). Indgangssignalet (a) moduleres af hakningssignalet (b) til en firkantet bølge. Dette signal demoduleres (c) i udgangen (d) tilbage til DC. De iboende lavfrekvente fejl (rød bølgeform) i forstærkeren moduleres c) i udgangen til en firkantet bølge, som derefter d) filtreres af et lavpasfilter (LPF).

Figur 2: Tidsdomænebølgeformer af indgangssignalet _IN (blå) og fejl (rød) ved (a) indgang, (b) V1, (c) V2 og (d) V_OUT for den grundlæggende choppingteknik. (Billedkilde: Analog Devices)

En analyse af frekvensområdet er også lærerig (figur 3). Indgangssignalet (a) moduleres til hakningsfrekvensen (b), behandles af forstærkningstrappen ved f_CHOP, demoduleres i udgangen tilbage til jævnstrøm (c) og ledes til sidst gennem LPF'en (d). Forstærkerens offset- og støjkilder (rødt signal) behandles ved jævnstrøm gennem forstærkningstrappen, moduleres til f_CHOP af udgangskoblingskontakterne (c) og filtreres til sidst af LPF'en (d). Da der anvendes kvadratbølgemodulation, sker modulationen omkring ulige multipla af modulationsfrekvensen.

Figur 3: Spektret i frekvensdomænet af signalet (blå) og fejl (rød) ved (a) indgang, (b) V1, (c) V2 og (d) V_OUT er også et vigtigt perspektiv. (Billedkilde: Analog Devices)

Selvfølgelig er intet design perfekt. Både tids- og frekvensdomænefigurerne viser, at der vil være en vis restfejl som følge af den modulerede støj og offset, da LPF'en ikke er en perfekt "murstensvæg".

Fremskridt til automatisk nulstilling

Auto-zeroing er en dynamisk korrektionsteknik, der fungerer ved at prøveudtage og subtrahere lavfrekvente fejlkilder i en forstærker. En grundlæggende auto-zero-forstærker består af en forstærker med dens uundgåelige offset og støj, afbrydere til omkonfigurering af ind- og udgang og en auto-zero-prøvekondensator (figur 4).

Figur 4: Den grundlæggende auto-zero-forstærkerkonfiguration viser de kontakter, der bruges til at omkonfigurere signalvejen og dermed opsamle forstærkerens iboende fejl på en kondensator. (Billedkilde: Analog Devices)

I auto-zero-fasen, _ϕ1, er kredsløbets indgang kortsluttet til en fælles spænding, og auto-zero-kondensatoren måler indgangens offset-spænding og støj. Det er vigtigt at bemærke, at forstærkeren ikke er "tilgængelig" for signalforstærkning i denne fase, da den er optaget af en anden opgave. For at en automatisk nulstillet forstærker kan fungere kontinuerligt, skal to identiske kanaler således være interleaved i det, der kaldes "ping-pong"-automatisk nulstilling.

I forstærkningsfasen, ϕ₂, forbindes indgangen tilbage til signalvejen, og forstærkeren er igen tilgængelig til at forstærke signalet. Lavfrekvent støj, offset og drift ophæves ved automatisk nulsætning. Den resterende fejl er forskellen mellem den aktuelle værdi og den foregående stikprøve af fejlene.

Da lavfrekvente fejlkilder ikke ændrer sig meget fra ϕ₁ til ϕ₂, fungerer denne subtraktion godt. Den højfrekvente støj er imidlertid aliased ned til basbåndet og resulterer i en øget hvidstøjsbund (figur 5).

Figur 5: Støjens spektrale effekttæthed er formet af hakning og automatisk nulstilling, som det ses (fra venstre til højre) før automatisk nulstilling, efter automatisk nulstilling, efter hakning og efter hakning og automatisk nulstilling. (Billedkilde: Analog Devices)

Avancerede IC-forstærkere med automatisk nulpunktsbestemmelse har en imponerende ydeevne. De er typisk bedre end selv en "meget god" præcisionsopforstærker med en til to størrelsesordener i kritiske specifikationer for offset, drift og støj. Så selv om deres tal naturligvis ikke er nul, er de meget tæt på det.

ADA4528 er f.eks. en enkeltkanal, rail-to-rail (RTR), nul-drift-forstærker, der har en maksimal offset-spænding på 2,5 mikrovolt (μV), en maksimal offset-spændingsdrift på kun 0.015 μV/°C og en spændingsstøjtæthed på 5,6 nanovolt per root Hertz (nV)/√Hz) (ved f = 1 kilohertz (kHz), forstærkning på +100) og 97 nV_peak-peak (for f = 0,1 Hz til 10 Hz, forstærkning på +100). ADA4522, en anden enkeltkanal RTR-forstærker med nul-drift, har en maksimal offset-spænding på 5 μV, en maksimal offset-spændingsdrift på 22 nV/°C, en spændingsstøjtæthed på 5,8 nV/√Hz (typisk) og 117 nV_peak-peak fra 0,1 Hz til 10 Hz (typisk) sammen med en indgangsforspændingsstrøm på 50 picoampere (pA) (typisk).

Artefakter kan forringe "perfektion"

Selv om chopping fungerer godt til at fjerne uønsket offset, drift og 1/f-støj, producerer det i sagens natur uønskede vekselstrømsartefakter som f.eks. udgangsripple og glitches. På grund af omhyggelig undersøgelse af den underliggende årsag til hvert artefakt og efterfølgende brug af avancerede eller sofistikerede topologier og procesmetoder har produkter med nul-drift fra Analog Devices imidlertid gjort størrelsen af disse artefakter meget mindre og placeret dem ved højere frekvenser, hvor de er lettere at filtrere fra på systemniveau. Disse artefakter omfatter:

Rippel: En grundlæggende konsekvens af chopping-modulationsteknikken, der flytter disse lavfrekvente fejl til ulige harmoniske overtoner af chopping-frekvensen. Forstærkerdesignere anvender mange metoder til at reducere effekterne af ripple, herunder:

• Offsetbeskæring i produktion: Den nominelle forskydning kan reduceres betydeligt ved at foretage en indledende trimning én gang, men forskydningsdriften og 1/f-støjen forbliver.
• Kombination af hakning og automatisk nulstilling: Forstærkeren autonulleres først, hvorefter den hakkes for at opmodulere den øgede støjspektraltæthed (NSD) til en højere frekvens (som vist i den foregående figur, der viste det resulterende støjspektrum efter hakning og autonullering).
• Automatisk korrektionsfeedback (ACFB): En lokal feedbacksløjfe kan bruges til at registrere den modulerede ripple ved udgangen og udligne lavfrekvensfejlene ved kilden.

Fejl: Forbigående spikes, der skyldes mismatch i ladningsinjektionen fra de afbrydende afbrydere. Størrelsen af disse fejl afhænger af mange faktorer, herunder kildeimpedans og mængden af ladningsmismatch.

Glitchspidserne forårsager ikke kun artefakter ved de lige harmoniske overtoner af hakfrekvensen, men skaber også en resterende DC-offset, der er proportional med hakfrekvensen. Figur 6 (til venstre) viser, hvordan disse spikes ser ud inden for chop-switchene ved V1 og efter output-chop-switchene ved V2. Yderligere glitch-artefakter ved lige overtoner af hakfrekvensen skyldes begrænset forstærkerbåndbredde (Figur 6, til højre).

Figur 6: Glitchspænding (venstre) fra ladningsinjektion ved V1 (inden for de skærende switches) og V2 (uden for de skærende switches); glitches (højre) forårsaget af begrænset forstærkerbåndbredde ved V1 og V2. (Billedkilde: Analog Devices)

Ligesom med ripple har forstærkerdesignere udviklet og implementeret subtile, men effektive teknikker til at reducere virkningen af fejl i nul-drift-forstærkere.

• Trimning af ladningsindsprøjtning: En trimmbar ladning kan injiceres i indgangene til en chopped forstærker for at kompensere for ladningsmismatch, hvilket reducerer mængden af indgangsstrøm ved opforstærkerens indgange.
• Multichannel-hakning: Dette reducerer ikke kun størrelsen af glitch, men flytter den også til en højere frekvens, hvilket gør filtrering lettere. Denne teknik resulterer i hyppigere fejl, men med mindre omfang end hvis man blot hugger med en højere frekvens.

En tydelig demonstration af multikanals chopping ses i sammenligningen mellem en typisk nul-drift-forstærker (A) og ADA4522, som anvender denne teknik til at reducere virkningen af glitches betydeligt (Figur 7).

Figur 7: ADA4522 reducerer spændingsspidser ned til støjgulvet på grund af de mindre støjspidser, som er et resultat af den modificerede hakningsteknik. (Billedkilde: Analog Devices)

Fra forstærker alene til systemydelse

Effektiv anvendelse af bredbåndsforstærkere med nul-drift kræver omhyggelig overvejelse af spørgsmål på systemniveau samt af forstærkeren selv. Det er afgørende at forstå, hvor de resterende frekvensartefakter befinder sig i frekvensspektret og deres indvirkning.

Hakningsfrekvensen er normalt, men ikke altid, angivet i databladet. Det kan også bestemmes ved at se på støjspektret. F.eks. er der i databladet for ADA4528 udtrykkeligt angivet en hakfrekvens på 200 kHz. Det kan også ses i dens støjtæthedsplot (figur 8).

Figur 8: Den i ADA4528-databladet angivne hakfrekvensspecifikation på 200 kHz gentages af støjtæthedsgrafen for enheden. (Billedkilde: Analog Devices)

ADA4522-databladet angiver, at hakningsfrekvensen er 4,8 megahertz (MHz) med en offset- og ripple-korrektionsloop, der arbejder ved 800 kHz. Støjtæthedsgrafen i figur 9 viser disse støjtoppe. Der er også et støjbump ved 6 MHz på grund af loopens reducerede fasemarginal ved unity gain, men dette er ikke unikt for nul-drift-forstærkere.

Figur 9: Grafen over støjtætheden for ADA4522 afslører ikke kun hakningsfrekvensen, men også andre støjtoppe, der skyldes forskellige kilder. (Billedkilde: Analog Devices)

Designere bør huske på, at den frekvens, der er angivet i databladet, er et typisk tal og kan variere fra del til del. Derfor bør et systemdesign, der kræver to forstærkere til flere signalbehandlingskanaler, bruge en dobbeltforstærker. Dette skyldes, at de to enkeltforstærkere kan have lidt forskellige hakfrekvenser, som igen kan interagere og forårsage yderligere IMD.

Andre designbetingelser på systemniveau omfatter:

• Tilpasning af indgangs- og kildeimpedans: Overgangsstrømsfejl interagerer med indgangskildeimpedansen og forårsager differentialspændingsfejl, hvilket kan resultere i yderligere artefakter ved multipla af hakningsfrekvensen. For at minimere denne potentielle fejlkilde bør hver indgang i en koblet forstærker være konstrueret til at se den samme impedans.
• IMD- og aliasing-artefakter: Et indgangssignal fra en hakforstærker kan blandes med hakfrekvensen f_CHOP for at skabe IMD ved deres sum- og differensprodukter og deres overtoner: f_IN ± f_CHOP, f_IN ± 2f_CHOP, 2fI_IN ± f_CHOP osv. Disse IMD-produkter kan forekomme i det pågældende bånd, især når _fIN nærmer sig hakningsfrekvensen. Ved at vælge en nuldriftsforstærker med en hakfrekvens, der er meget større end indgangssignalets båndbredde, minimeres dette problem imidlertid i høj grad ved at sikre, at sandsynlige "interferensstoffer" ved frekvenser, der ligger tæt på f_CHOP, filtreres før dette forstærkertrin.

Der kan også forekomme artefakter, når forstærkerudgangen samples med en analog-til-digital-konverter (ADC). Disse IMD-produkters specifikke karakter afhænger af glitch- og ripple-størrelser og kan variere fra komponent til komponent, så det er ofte nødvendigt at inkludere antialiasingfiltre før ADC'en for at reducere denne IMD.

Det er ikke overraskende, at filtrering er afgørende for at udnytte det fulde potentiale af nul-drift-forstærkere, da det er den mest effektive måde at håndtere disse højfrekvente artefakter på systemniveau. Et lavpasfilter mellem nul-driftforstærkeren og ADC'en reducerer hakningsartefakter og undgår aliasing.

Nul-drift-forstærkere med højere chopping-frekvenser lemper kravene til LPF'en og giver mulighed for større signalbåndbredde. Afhængigt af hvor meget out-of-band-undertrykkelse systemet og signalkæden har brug for, kan det dog være nødvendigt med et aktivt filter af høj orden i stedet for et simpelt filter.

ADI har forskellige ressourcer til at fremskynde og forenkle filterdesignet, herunder en vejledning i multiple feedback-filter (MT-220) og online Wizard filterdesignværktøjet. Ved at kende de frekvenser, hvor disse hakkede artefakter forekommer, kan man nemmere skabe det nødvendige filter (Figur 10).

Figur 10: Tabellen opsummerer støjtyperne og deres spektrale placering for nul-drift-forstærkere og er en nyttig vejledning til at vurdere, hvilken slags filtrering der er nødvendig og hvor. (Billedkilde: Analog Devices)

Få den sidste smule ydeevne

Et af de problemer, som designere støder på, når de bruger overlegne komponenter sammen med omhyggeligt systemdesign, er, at restfejlkilderne nu bliver væsentlige. Fejlkilder, der tidligere var irrelevante eller usynlige, er nu begrænsende faktorer for at opnå topydelse (det svarer til, når en flod tørrer ud i tørke, og nye flodlejeelementer kommer for første gang til syne). Med andre ord bliver fejlkilderne af tredje orden til et problem, når fejlkilderne af første og anden orden minimeres eller elimineres.

For nul-drift-forstærkere og deres analoge signalkanaler er en potentiel kilde til offset-fejl f.eks. Seebeck-spændingen på printkortet. Denne spænding opstår ved sammenføjningen af to forskellige metaller og er en funktion af temperaturen i sammenføjningen. De mest almindelige metalliske samlinger på et printkort er lodning til printkortets spor og lodning til komponentens ledning.

Se på tværsnittet af en overflademonteret komponent, der er loddet på en printplade (PC-print) (Figur 11). En temperaturvariation på tværs af printpladen, f.eks. med TA1 forskellig fra TA2, forårsager en uoverensstemmelse i Seebeck-spændingerne ved loddepunkterne, hvilket resulterer i termiske spændingsfejl, der forringer nul-drift-forstærkernes ultralette offset-spændingsydelse.

Figur 11: Efterhånden som avancerede nul-drift-forstærkere reducerer deres fejl betydeligt, bliver mindre synlige kilder som f.eks. dem, der skyldes termiske gradienter og Seebeck-spænding, en udfordring, som skal løses. (Billedkilde: Analog Devices)

For at minimere disse termokoblereffekter bør modstandene være orienteret således, at de forskellige varmekilder opvarmer begge ender lige meget. Hvor det er muligt, skal indgangssignalvejene indeholde tilsvarende antal og typer af komponenter, der svarer til antallet og typen af termokoblingsforbindelser. Dummy-komponenter, f.eks. nul-ohmm-modstande, kan bruges til at matche den termoelektriske fejlkilde (med rigtige modstande i den modsatte indgangssti). Ved at placere matchende komponenter tæt på hinanden og orientere dem på samme måde sikres ens Seebeck-spændinger, hvilket ophæver termiske fejl.

Det kan desuden være nødvendigt at anvende ledninger af samme længde for at holde varmeledningen i ligevægt. Varmekilderne på printkortet skal holdes så langt væk fra forstærkerens indgangskredsløb som muligt. Desuden kan en jordplade bruges til at hjælpe med at fordele varmen på hele printpladen for at opretholde en konstant temperatur på hele printpladen og reducere EMI-støjoptagelse.

Konklusion

utidens nuldrifts-IC'er har en meget stabil og præcis ydeevne, hvilket gør dem til løsningen på udfordringen med AFE'er i virkelige applikationer, der kræver præcision og konsistens ved opsamling af meget lavfrekvente signaler. De løser det langvarige problem med at forstærke disse signaler, der er ved eller tæt på jævnstrøm, samt mange situationer, hvor der også er behov for større båndbredde. Ved at samle de to tilgængelige teknikker til opbygning af sådanne forstærkere i en enkelt IC - nemlig chopperbaseret stabilisering og automatisk nulregulering - kan designerne drage fordel af de positive egenskaber ved hver metode, hvilket også minimerer deres artefakter og mangler betydeligt.